【例1-30】 12V/1.7A(峰值2.6A)输出开关电源电路

图1-33所示的隔离反激式变换器采用了PKS606P(U1)器件，选择P封装的器件（8脚DIP）可以将用于峰值功率输出的散热器的成本和尺寸最小化。电路的峰值输出功率大于2倍连续输出功率，而通用输入电压范围适合在全世界范围内使用，在整个输入电压范围内可实现高效率(大于79%)，满足EN55022B对EMI限制的要求。

图1-33 12V/1.7A（峰值2.6A）输出开关电源电路

PeakSwitch系列产品是高度集成的单片离线式开关电源IC，它专门针对需要短时间内提供峰值输出功率的电源应用，如喷墨打印机、音频放大器和DVR。当负载有峰值功率要求时，其等效开关频率会达到277kHz，从而可以使用一个较小的变压器。PeakSwitch具有很多创新的专利技术，比如自适应的开关周期导通时间控制、自适应的限流调整、AC电压检测及快速AC复位。这些技术大大简化了设计，同时也缩短了工程设计周期，降低了系统成本，使得整个系统具有完善的保护功能及可靠的系统性能。

在PeakSwitch系列产品中，每个产品都在一个硅片上集成了一个高压MOSFET及控制器。内部连接到漏极的高压电流源在启动阶段提供偏置电流，从而省去了外部启动电路。内部振荡器具有频率调制（抖动）特性可以降低EMI。此外，IC还集成了一些功能用于系统级的保护。自动重启动功能在过载、输出短路及开环故障情况下降低了MOSFET、变压器及输出二极管的功耗，自动恢复迟滞热关断功能在出现温度故障时会禁止MOSFET开关。导通时间延长技术使得电源在低交流输入电压时能够输送更多的功率，同时延长了维持时间。无论何时出现故障触发了自动重启动，智能的AC电压检测及欠压保护(UVLO)功能都会将IC关断，并且在AC重新上电后实现很快的复位。

输入电路由熔断器FU和R6、C9、L3、L4、C12、R9、R8和C13构成。交流输入被整流(VD1～VD4)和滤波(C2)后加到初级侧功率元件两端（T1和U1）。在每一个开关周期的反激部分，RCD钳位电路（L2、VD5、R7、C11和VR1）保护U1内部集成的MOSFET。磁珠L2、RC缓冲电路（R7和C11）阻尼高频振荡以减小EMI。电容C4给U1的旁路(BP)引脚提供退耦，此引脚是IC内部稳压供电的节点。集成于内部的高压电流源给U1提供初始工作电流。启动后T1的偏置绕组（4脚和5脚）、VD6、C5和R3给U1提供工作电流。U2提供了安全隔离并将输出电压的反馈信号耦合至初级侧。三极管VT1、C19、R14和VD9防止U2出现的高频增益损失，避免控制器成组出现导通和关断周期。利用EN/UV引脚的信号，U1内部的控制器使能和关断MOSFET开关周期来稳定输出电压。在T1次级侧VD7整流输出，给C7和C16充电。VD7两端的缓冲电路（R5和C10）衰减在VD7关断时产生的高频振荡。

输出电压反馈取自两个独立的电路，一是由VR2、U2的LED、C19和R16构成的电路提供反馈信号的高频(HF)部分；二是由R10、U3和其相关元件构成的电路提供反馈信号的低频(LF)部分及确定DC的稳压设定点。HF电路使电源有良好的瞬态响应，LF电路使电源有好的输出电压精度。每当输出电压超过设置值时，两个电路都会正向偏置U2内的发光二极管。VR2、U2内的LED和R16的电压降之和确定了HF电路的设置点，分压电路（R12和R13）和U3确定了LF电路的设置点。电容C17在物理位置上要靠近HF电路，并对可能误触发其设定阈值的噪声进行衰减。如果反馈环路开路，自动重启动激活（在30ms内没有周期被跳过）。初级和次级绕组的匝数及初级电感值根据峰值输出功率来选择，二极管VD5必须是反向恢复时间小于75ns的超快二极管。

反射电压为输出二极管导通期间，次级绕组电压以变压器变比的比例反射到初级绕组上而形成的电压，默认值为110V。然而，可以接受的VOR范围为80～135V，为达到设计优化的目的，应考虑到其取值不同会给设计带来如下影响：

（1）较高的VOR增大了最低输入电压Vmin时电源的功率输出能力，进而将输入电容容量及使用导通时间延长特性时输出电压降最小化，同时最大限度地发挥了所选定的PeakSwitch器件的功率输出能力。

（2）较高的VOR减小了输出二极管的电压应力。在某些情况下可以使用肖特基二极管，从而提高效率。

输出二极管的正向电压降VD，对于肖特基二极管取值0.5V，对于结型二极管取值0.7V。数据表中使用的默认值为0.7V。在采用PeakSwitch器件的电路设计中，应使用稳压管钳位或者有稳压管并联的RCD钳位。这样可以确保将内部MOSFET的漏极电压限制在VDSS电压之下，同时还可以提高效率及降低空载功率消耗。RCD钳位尽管在峰值负载情况下可以限制漏极峰值电压，但在输出功率降低时，它相当于一个负载，从而降低了电源在轻载时的效率，增大了电源的空载功率消耗。

钳位电路用来确保器件内部MOSFET的最大漏极到源极电压低于规定的击穿电压VDSS(700V)，并留有足够的裕量。应在钳位电路中使用200V的齐纳二极管。即使使用RCD钳位，最好在RCD钳位电路两端并联一个稳压管，以便在故障情况下提供足够的钳位。

PeakSwitch器件的输入欠压锁存电路设定了电源的最低供电启动电压，防止在输入电压低于正常工作电压范围时在输出端出现的不良干扰，在故障情况下还可用来确定是否进行电源锁存保护。将一个电阻从滤波电容正端连接到EN/UV引脚上就可以实现此功能。电阻的耐压额定值要大于375V，或者采用两个电阻串联，串联电阻总的耐压额定值也要大于375V。

欠压锁存可以防止电源过早地启动。而锁存关断可以在故障情况下保护IC、电源和负载。AC输入电压经过整流后给EN/UV引脚提供超过25μA的电流，此电流设定了欠压锁存阈值。如果由于输出短路、环路开环或输出过载使输出电压出现失调，而输入电压足够维持正常工作（流入EN/UV引脚电流大于25μA），则PeakSwitch会被锁存。为了对此锁存进行复位，必须切断AC输入电压，直到流入EN/UV引脚的电流低于25μA欠压阈值。一旦AC重新上电，流入EN/UV引脚的电流超过了25μA，电源才会尝试重新启动。

PeakSwitch器件的导通时间延长特性提高了在直流输入电压（大电容上电压）很低时电源的带负载能力。在峰值负载条件下如果允许输出电压下降，则可以使用一个更小的输入滤波电容，特别是某些应用要求电源能够通过电压缓慢降落或AC输入丢失周期的测试，导通时间延长同样会增加电源的维持时间。

如果使能引脚电压在750μs～1.2ms内始终未被拉低，则导通时间延长特性就会被触发。此时最大占空比限制电路将被禁止，电流达到限流点时开关周期也会被终止。因此从初级电流上升到限流点值的时间决定了MOSFET导通时间。MOSFET的关断时间维持不变，保持在（1-Dmax)/fS。其中，Dmax为最大占空比，fS为工作频率。一旦使能引脚被拉低，就表明输出再次回到了稳压控制，导通时间延长特性就被禁止，MOSFET的导通时间由限流点或最大占空比决定。

由于只有EN引脚在1.2ms内没被拉低，使能导通时间延长特性才可使能，在此时间段内，输出电压可能失调，因此必须在此情况下验证输出电压纹波，确定是否能够接受。